Spannungsgesteuerter Oszillator VCO (CD4046 MC14046 CD4093 MC14093 74HC132 TLC271 TLC271 LinCMOS) (2024)

Das Ziel ist es, zu verstehen, wie leicht man es sich machen kann, wennes darum geht einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zu bauen, wenneinem ein passender Baustein - eine entsprechende Integrierte Schaltung(IC) - zur Verfügung steht. Es geht hier um die integriertePLL-Schaltung (PLL = Phase Locked Loop) CD4046B bzw. MC14046B. Dieses ICenthält selbstverständlich auch einen VCO, und dieser wird hiervorgestellt. Seine Einsatzmöglichkeiten sind vielseitig, auch ohne dieVerwendung der ganzen PLL-Schaltung. Beide ICs sind identisch. DerCD4068B ist ursprünglich von National-Semiconductor und der MC14046B istursprünglich von Motorola.

Aber nicht immer ist es möglich, ein passendes IC für eine Anwendung zufinden und man muss unter Umständen eine diskrete oder zumindestquasidiskrete Lösung finden. Quasidiskret bedeutet, dass zwar auch eineinfaches IC benutzt wird, jedoch je nach Bedarf auch aktive und passiveBauteile zum Einsatz kommen. Eine solche VCO-Schaltung, schrittweiseerklärt, soll uns hier zunächst beschäftigen. Es gilt hier dieEinschränkung, dass es um VCOs geht, die nur digitale Rechteckspannungenerzeugen. Auf diesem Weg zum Ziel haben wir es dem Schmitt-Trigger zutun. Es geht dabei einzig um die welche es in gewissen digitalenNAND-Gattern und Invertern integriert gibt.

Was ist ein VCO? Es ist die Abkürzung von Voltage-Controlled-Oscillatorund heisst auf deutsch spannungsgesteuerter Oszillator. Es gibt vieleMöglichkeiten einen VCO zu realisieren. Wir beschränken uns hierbetreffs ICs auf die CMOS-Familien CD4xxxxB und MC14xxxB und auf dieHigh-Speed-CMOS-Familie (HCMOS-Familie) 74HCxxxx.

Beide CMOS-Familien sind elektrisch- und anschlusskompatibel. Suffix B(Buffer) bedeutet, dass die Ausgänge gepuffert sind und deshalb dieEigenschaften haben, dass logische Ausgangssignale keine direkteRückwirkung auf die IC-interne Schaltung vor dem Buffer haben. EinBuffer ist so was Ähnliches wie ein Endverstärker. Man bezeichnet einensolchen Buffer auch als Treiber. Bei der HCMOS-Familie gibt es dieseUnterscheidung nicht, weil die Ausgänge sind stets gepuffert.

Begriffe: Für Oszillatoren mit rechteckigen Ausgangsspannungenkommt oft der Begriff Rechteckgenerator zur Anwendung, obwohl diesgenauso ein Rechteckoszillator ist. Das selbe gilt auch für dieErzeugung von Sinusspannungen. Man sagt ebenso oft Sinusgenerator wieSinusoszillator. Beim spannungsgesteuerten Oszillator, ist der BegriffVCO aus dem Englischen sehr gebräuchlich, weshalb eher auch im Deutschender Begriff Oszillator häufig verwendet wird.

Der Schmitt-Trigger als Basis: Wir beginnen mit dem bekannteneinfachen Rechteckgenerator mit einem Schmitt-Trigger-NAND-Gatter, wieihn Bild 1 zeigt. Zunächst, was unterscheidet ein gewöhlichesNAND-Gatter (z.B. CD4011B) von einem mit Schmitt-Trigger-Eigenschaft(z.B. CD4093B)? Das Wissen, was ein logisches NAND-Gatter ist, wird hiervorausgesetzt! Link dazuhier!

NAND-Gatter, ohne und mit Schmitt-Trigger: Das gewöhnlicheNAND-Gatter, ohne die Eigenschaft eines Schmitt-Triggers, hateingangsseitig die selbe (unscharfe) Triggerspannung, unabhängig davon,ob die Eingangsspannung Ue steigt oder sinkt. Genau genommen ist dieseTriggerspannung nichts anderes als ein sehr kleiner Bereich derEingangsspannung Ue, bei der die IC-interne Verstärkung extrem grossist. Dies führt dazu, dass in diesem hochsensiblen Bereich, Ua sich beigeringster Änderung von Ue sehr instabil verhält. Aus diesem Grund istes nur erlaubt steilflankige Eingangssignale zu benutzen. Dies ganz imGegensatz zu einem Logikbaustein mit Schmitt-Trigger-Eigenschaft. Diesererlaubt sogar beliebig langsam sich verändernde Eingangssignale, weildie Schaltung selbst dafür sorgt, dass am Ausgang saubere schnelleSchaltflanken erzeugt werden. Hier zum Studium die Datenblätter desCD4011B (ohne Schmitt-Trigger) und desCD4093B (mit Schmitt-Trigger).

Besitzt das NAND-Gatter Schmitt-Trigger-Eigenschaft, gibt es eine höhere(VT+) und eine niedrigere Triggerspannung (VT-). Siehe Diagramm rechtsin Bild 1. VT+ dient der Umschaltung des logischen Ausgangspegels Ua vonHIGH (positive Spannung) auf LOW (GND-Pegel = 0 V), wenn Ue den Wert vonVT+ knapp überschreitet. VT- dient der Umschaltung des logischenAusgangspegels Ua von LOW auf HIGH, wenn Ue den Wert von VT- knappunterschreitet.

Dem aufmerksamen Betrachter des Diagrammes fällt auf, dass VT+ und VT- nur erreicht und gar nicht über- oder unterschritten wird. Der Schein trügt, denn würde man die Spannungswerte in der Region von VT+ und VT- im Millivolt-Bereich vergrössern, wäre das Über- und Unterschreiten durchaus sichtbar. Es braucht eben nur sehr wenig.

Die Berechnungsformel: Diese Formel in Bild 1 stammt aus demDatenblatt des CD4093B und ist hier bloss vollständigkeitshalbererwähnt, denn ihre praktische Bedeutung ist von geringem Wert. Warum?Ganz einfach, die Exemplarstreuung der Hysterese-Spannung VH ist rechtgross. Alleine bei einer konstanten Temparatur von 25 °C und bei einerBetriebsspannung von +10 VDC beträgt der Maximalwert von VH 4.0 V, dertypische Wert 2.2 V und der Minimalwert 1.0 V. Man kann es sich deshalbganz einfach machen, in dem man anähernd zur erwünschten Frequenz einenetwa geeigneten R- und C-Wert aussucht und die Schaltung testet. Manmisst die Frequenz und passt danach mit einfacher Verhältnisrechnung denrichtigen R- und/oder C-Wert an. Damit das IC aber austauschbar ist,sollte R aus einer passenden Serieschaltung mit einem Trimmpotmeter undeinem Widerstand bestehen. So kann durch Drehen am Trimmpotmeter dieStreu-Toleranz leicht kompensiert werden. Das ist ein gutes Beispieldafür, wie man in einer Situation abschätzen kann, ob sich das(aufwändige) Rechnen lohnt oder eben nicht...

Wie arbeitet ein Schmitt-Trigger?: Wer genauer wissen will, wieein Schmitt-Trigger schaltungstechnisch funktioniert - viele Wege führennach Rom - wird leicht fündig, wenn man im Elektronik-Kompendium in der integrierten Schnellsuche schmitt-trigger eingibt. Sehrempfehlenswert zu diesem Thema sind auch meine beidenElektronik-Minikurse:

Der Rechteckgenerator: Wir kommen jetzt zum einfachenRechteckgenerator mit einem Schmitt-Trigger-NAND-Gatter, wie dies Bild 1illustriert. Das Prinzip ist denkbar einfach. Vor dem Einschalten derBetriebsspannung +Ub mit dem ON/OFF-Schalter ist Kondensator C nochentladen und die Spannung Ue am Eingang des NAND-Gatters, bei dem Cangeschlossen ist, hat noch GND-Potenzial. Beim Einschalten von +Ub,liegt der Eingang Enable (EN) über demPullup-WiderstandR1 sogleich auf +Ub (HIGH-Pegel). Dies macht das NAND-Gatter zumInverter zwischen Ue und Ua, weil entweder sind beide Eingänge auf HIGHund der Ausgang liegt invertiert auf LOW oder Ue liegt alleine auf LOW -die NAND-Bedingung ist nicht erfüllt - und Ua liegt auf HIGH. Wenn manEN mit GND verbindet, ist die Inverterwirkung unterdrückt, weil einEingang immer auf LOW, bewirkt, dass der Ausgang immer auf HIGH liegtund dies unabhängig vom Pegel an Ue. Der Enable-Eingang EN macht aus demNAND-Gatter ein ein/aus-schaltbarer Inverter, oder anders formuliert,man kann mit einem Enable-Signal den Rechteckgenerator mittels einesLogiksignales ein- und ausschalten.

Kondensator C beginnt sich von Ua - der mit seinem HIGH-Pegel beinahe auf +Ub (im vorliegenden Beispiel 10 V) liegt - über den Widerstand R zu laden. Hat die Ladespannung Ue die obere Triggerspannung VT+ sehr knapp überschritten, fällt Ua sehr schnell von HIGH nach LOW. LOW liegt nahe beim GND-Pegel. Nun entladet sich C soweit bis Ue sehr knapp VT- unterschreitet, Ua schaltet von LOW auf HIGH und die Oszillation läuft im selben Rythmus weiter. Auf dem Oszilloskopen sieht man synchron zur (beinah) zeitsymmetrischen Rechteckspannung Ua (t/T=0.5) eine dreieckähnliche Spannung an Ue, die man mittels zusätzlicher Impedanzwandlerschaltung nutzbar machen kann. Dreickähnlich, weil C über R ge- und entladen wird, was eine e-Funktion bewirkt. Da die Hysteresespannung UH in Relation zu +Ub relativ klein ist, fällt die verzerrende Wirkung nicht so sehr ins Gewicht.

Der wichtige Abblock-Kondensator Ck: Wenn schon einON/OFF-Schalter und die Enable-Funktion gezeigt wird, sollte man auchnicht auf den wichtigenAbblockkondensatorCk verzichten, der grundsätzlich zu jedem digitalen (und analogen) ICzwischen den Anschlüssen der Betriebsspannung und GND gehört. Ck dientdazu, dass bei den steilflankigen Umschaltvorgängen an jedemLogik-Ausgang, den erhöhten extrem kurzzeitigen Stromverbrauch, imNanosekunden- oder Zehn-Nanosekundenbereich, von diesem Kondensatorübernommen wird. Dazu muss es ein Keramik-Multilayer-Kondensator im Wertvon typisch 100 nF sein. Nur dieser Kondensatortyp hat eine extremniedrige parasitäre Serie-Induktivität. Dies ist wichtig, damit diesertransiente Stromfluss zwischen Ck und dem IC nicht wesentlich gedämpftwird. Darum müssen zwischen Ck und dem IC die Anschlüsse so kurz wiemöglich sein. Ohne Ck oder wegen schlechter Wirkung von Ck kann dieOszillatorschaltung zusätzlich parasitär sehr hochfrequent oszillieren,was die Funktion der Schaltung massiv beeinträchtigen würde. Ein andererGrund für Ck, er dämpft allfällige steilflankige Störtransienten auf derSpeiseleitung, die das IC beim Umschalten des Logik-Ausganges erzeugenkann. Eine Digitalschaltung, die hochfrequenzmässig mit solchenKondensatoren bei allen ICs gut abgeblockt ist, erzeugt wenigerStörstrahlung im (ultra-)kurzwelligen Radiofrequenzbereich.

Will man einen Rechteckgenerator mit ebenso wenig Aufwand (auch nur ein kleines IC), jedoch mit wesentlich höherer Frequenzstabilität und sehr stabilem Tastgrad von t/T=0.5, mit einem völlig anderen Ansatz der Schmitt-Trigger-Funktion (zwei Komparatoren und ein RS-Flipflop im selben IC) realisieren, bietet sich der folgende Elektronik-Minikurs an:

Wir wechseln jetzt zur Schaltung in Teilbild 2.1 und erkennen, dass dieOszillatorschaltung von Bild 1 etwas modifiziert ist. Nur etwas, undschon haben wir einen einfachen VCO. Teile wie der ON/OFF-Schalter, dieEnable-Steuerung, und der Abblockkondensator Ck bleiben hierunberücksichtigt. Ck braucht es aber auf jedenfall zum Abblocken derSpeisung.
Diese Schaltung hat für die Ladung und Entladung des Kondensators C zweigetrennte Wege. Mit der Spannung am Schleifer des Potmeter P(VCO-Spannung) wird C über R aufgeladen. Nach Überschreiten von VT+(siehe auch Bild 1) wird C über die Diode D mit ihrem sehr niedrigenInnenwiderstand und dem ebenso sehr niedrigen Innenwiderstand derAusgangsstufe des NAND-Gatters, da dieser jetzt auf LOW gesetzt ist,sehr schnell entladen. Danach ist Ua wieder auf HIGH. Beim erneutenAufladen von C über R sperrt D, weil die Spannung an Ua höher ist alsdie Ladespannung an C. Diode D hat also eine Schalterfunktion. Fürhöhere VCO-Frequenzen sollte man eine Diode mit hoherSchaltgeschwindigkeit einsetzen. Die universaleSilizium-Kleinsignaldiode1N914hat eine Recovery-Time von nur 4 ns und eignet sich sehr gut. DieGermanium-Diode 1N270(beim Einsatz des 74HC132) ist vielleicht ähnlich schnell (keineDatenblattwerte), da sie für UHF-technische Schaltungen eingesetztwird. Da die Hysterese besonders bei niedriger Betriebsspannung kleinist, funktioniert der VCO im 74CH132 nur sauber, wenn man anstelle einerSilizium- (1N914), eine Germanium- (1N270) oder noch besser eine Schottky-Diode, z.B.BAT43verwendet. BAT43 hat eine Recovery-Time von 5 ns.

Je höher die VCO-Spannung an P eingestellt ist (mehr Strom durch R), um so rascher wird C bis zu VT+ (siehe auchBild 1) aufgeladen. Dadurch ist die Zeitdauer T um so kürzer und um so höher istdie Frequenz des VCO (f=1/(T+t)). Der bereits erwähnte sehr niedrigeInnenwiderstand von D verursacht stets eine sehr kurzzeitigeEntladedauer t von C. Bei einem Innenwiderstand der CMOS-Ausgangsstufevon etwa 100 Ohm oder weniger (74HC132) erreicht man bei vorliegenddimensioniertem Beispiel ein t/T-Tastgrad von etwa 1/1000. Will man eingrösseren Tastgrad, schaltet man in Serie zur Diode D ein Widerstand.Bei einem Wert von 1 k-Ohm erhöht sich der t/T-Tastgrad auf etwa1/100. Es ist mit dieser einfachen VCO-Schaltung nicht möglich eind/T-Tastgrad von 1/2 (zeitsymmetrisch) zu realisieren. Will man dies,muss man einen doppelt so hohen VCO-Frequenzbereich mit R und Cdimensionieren und dafür einen Frequenzteiler, mittels JK-Flipflop oderein von /Q nach D rückgekoppeltes D-Flipflop, zwischenschalten. In Bild2 ist einfachheitshalber ein T-Flipflop (T = toggle) gezeichnet. DasDiagramm oberhalb der der Nadelimpulse des VCO-Ausganges Ua ist derFlipflop-Ausgang mit der halben Frequenz (f=1/(2*(T+t))) und demabsoluten Tastgrad von t/T=0.5. Die Grundlagen zu den Flipflopsvermittelt dasElektronik-Kompendium.

Warum ist P mit 1 k-Ohm hundert mal niederohmiger als R mit 100 k-Ohm? Pmuss so viel kleiner sein als R, damit es eine Spannungsquelle ist diesich zum Messen eignet. Die Beeinflussung dieser VCO-Spannung durch dieRC-Ladung und RD-Entladung wirkt sich nur noch sehr schwach aus.Perfekter ist es, wenn man die Schaltung in Teilbild 2.2 einsetzt. DieImpedanzwandler-Schaltung liefert einen Quellwiderstand nahe bei NullOhm und als Potmeter kann man einen beliebig höheren Ohmwert einsetzen.

Warum aber soviel selbst bauen, wenn es viel einfacher geht! Man nehme ganz einfach einen preiswerten PLL-IC, auch wenn man nur gerade seinen VCO benötigt. Man verwendet diesen und lässt den Rest beiseite. Davon berichtet das folgende Kapitel.

By the way: Bevor es weitergeht empfehle ich dem Electronic-Beginnerdie Schaltungen in den Bildern 1 und 2 auf einem Testboard aufzubauen,um mit dem Experimentieren zusätzlich etwas dafür zu tun, ein Gefühl fürdie praktische Schaltungstechnik zu entwickeln. Ich versprechespannenden Zeitvertreib.

Teilbild 4.1 illustriert den maximalen VCO-Frequenzbereich. Dies ist dann der Fall wenn R2 unendlich hoch ist. In der Praxis bedeutet dies, dass R2 nicht eingesetzt ist. Pin 12 des IC bleibt unbelegt. Der Arbeitsbereich zeigt, dass die VCO-Spannung (Ue) nur zwischen beinahe V_SS und beinahe V_DD liegen darf. Es gibt bei beiden Spannungsextremen einen kleinen Totbereich, bei der eine VCO-Spannungsänderung keine Frequenzänderung bewirkt. Teilbild 4.2 illustriert den durch R2 reduzierten relativen Frequenzbereich bei gleich grossem VCO-Spannungsbereich.

Was ist der Zweck des eingeschränkten Frequenzbereiches bei gleich grosser VCO-Spannung und damit der definierbaren Minimal- und Maximalfrequenz? Realisiert man mit diesem VCO eine PLL-Schaltung, kann man den VCO-Frequenzbereich möglichst genau dem Fangbereich der PLL anpassen. Damit erreicht man ein stabileres Arbeiten der PLL-Schaltung. Der restliche durch das Loopfilter unterdrückte Phasenjitter wird dadurch zusätzlich minimiert. Mehr zum Thema PLL liest man in meinen folgenden beiden Elektronik-Minikursen:

Beim Einsatz dieses integrierten VCO wird ein komplexeres analogesUmfeld vorgestellt, das in verschiedenen Anwendungen zum Einsatz kommenkann. Es geht dabei um eine Signalverstärkung, um eine synchroneGleichrichtung ohne Einsatz von Dioden, um die Erzeugung einerReferenzspannung, weil nur eine positive Betriebsspannung und der GNDzum Einsatz kommt, und es zeigt, wie man mit einer Opamp-Schaltung denVCO-Bereich an die Pegelunterschiede des verstärkten Eingangssignalesanpasst und gleichzeitig die Referenz-Gleichspannung zum VCO auf denGND-Pegel kompensiert wird. Damit erst ist es möglich, dass dieVCO-Frequenz bis auf 0 Hz hinuntergefahren werden kann und derVCO-Frequenzbereich vollständig ausgenutzt wird.

Da als Opamps so genannte lineare CMOS-Opamps (LinCMOS-Opamp) zumEinsatz kommen, werden diese traditionsreichen und noch immer sehrbeliebten Opamp-Familien von Texas-Instruments näher vorgestellt.

Die folgende Schaltung ist teilweise ein Ausschnitt aus einem kleinenbatteriebetriebenen EMG-BioFeedback-Gerät, das dazu dient mit Hautoberflächenelektroden gemessene EMG-Signalezusätzlich zu verstärken, filtern,gleichrichten,glätten und mittels einer VCO-Schaltung eine eingangspannungsabhängige (Ue)Tonfrequenz zu erzeugen. Die Höhe der Tonfrequenz, ist das Mass derIntensität einer Muskelkontraktion. Soviel zum Hintergrund der folgendenSchaltung in Bild 5:

Die Schaltung arbeitet im Single-Supply-Modus. Dies bedeutet, dass esnur eine positive Betriebsspannung, nämlich +Ub gibt. Während imDual-Supply-Modus (±Ub) GND als Signalreferenz dienen kann, muss hierein Spannungswert zwischen +Ub und GND als Referenz erzeugt werden. Mannennt diese Spannung die Arbeitspunkt- oder die Referenzspannung. Beianalogen aktiven Bauteilen die spannungssymmetrisch einwandfreiarbeiten, kann man für den Arbeitspunkt exakt die halbe Betriebsspannung(+Ub/2) wählen. Ist dies nicht der Fall, muss die Spannung desArbeitspunktes so gewählt werden, damit die maximaleSpannungsaussteuerung der aktiven Bauteile (Opamps) symmetrisch erfolgt.Dies erreicht man in der vorliegenden Schaltung mit den beidenungleichen Widerständen R14 und R15. Die '1' in diesen beidenWiderständen bedeutet die Widerstandstoleranz von 1%. Die resultierendeTeilspannung wird mit C5, folgendem Impedanzwandler IC:A1 und C6 aufeine niedrige Impedanz gesetzt und rauscharm gehalten. DieseTeilspannung ist der Arbeitspunkt, bzw. die Referenzspannung für diegesamte Schaltung. Sie wird hier mit Ux bezeichnet.

IC:A2 arbeitet als Wechselspannungsverstärker mit einer Verstärkung vonetwa 20. R4 und C2 dienen der DC-Entkopplung mit einerHochpassfilter-Grenzfrequenz von 3.3 Hz. Der Eingang ist ebenfallsmittels passivem Hochpassfilter aus C1 und R2 DC-entkoppelt. Durch dieWahl von C1 und R2 kann man diese Grenzfrequenz bestimmen. Es empfiehltsich diese niedriger zu dimensionieren als die welche sich mit R4 und C2ergibt. Wählt man für beide passiven Hochpassfilter die selbeGrenzfrequenz, hat diese eine Dämpfung von 6dB anstatt bloss 3 dB, wasje nach Anwendung unerwünscht ist. Während das Hochpassfilter aus R4 undC2 die DC-Offsetspannung des Opamp IC:A2 unterdrückt, unterdrückt dasHochpassfilter aus C1 und R2 eine allfällige DC-Offsetspannung derexternen Wechselspannungsquelle an Ue und es ermöglicht Ue mit GND zureferenzieren. R1 sorgt für die Ladung von C1 auf den Wert Ux, damitbeim Ankoppeln einer externen Quelle kein Störimpuls auftreten kann. DerEingangswiderstand beträgt nach vorliegender Dimensionierung 500 k-Ohm(Parallelwiderstand von R1 und R2). Der Eingangswiderstand des OpampIC:A2 ist, weil CMOS-Technologie, vernachlässigbar hochohmig.

Auf diese Verstärkerschaltung folgt der Synchron-Gleichrichter der in diesem Linkausführlich beschrieben ist. Die so gleichgerichtete Wechselspannungwird mit einem einstellbaren Integrator TIME-CONST gemittelt. Esstellt sich eine Mittelwertspannung ein, welche aber nicht zu GND,sondern zu Ux referenziert ist. Das heisst: OhneEingangsswechselspannung Ue, liegt die Spannung am nichtinvertierendenEingang des Opamp IC:C (Pin 3) ebenfalls auf Ux. Dies bedeutet, dass derBereich der gemittelten Gleichspannung an C3 nur einen Wert zwischen Uxund maximal etwas weniger als +Ub, hier 6 VDC, annehmen kann, weil derAusgang von IC:B2 nicht die volle Betriebsspannung erreichen kann. Dienachfolgende VCO-Schaltung ist aber in der Lage eineVCO-Eingangsspannung von beinahe GND (V_SS) bis beinahe +Ub(V_DD) zu verarbeiten. Siehe dazu noch einmal Bild 4. Demaufmerksamen Betrachter fällt auf, dass an IC:D der Widerstand an Pin 12fehlt und er weiss jetzt, dass man damit die grössteFrequenzaussteuerbarkeit (siehe Teilbild 4.1) erreicht. Die vollständigeFunktionsbeschreibung der Ux-Compensation erfolgt gleich im Kapitel "Die zweifache Aufgabe des Opamp IC:C".

Um die Schaltung mit IC:C in den Bildern 5 und 6 richtig zu verstehen, empfehle ich den Elektronik-Minikurs Operationsverstärker I zu lesen, es sei der Leser verfügt über genügend Elektronikkenntnisse um auch so das Folgende zu verstehen:

Die Schaltung in Teilbild 6.1 stammt aus dem Elektronik-Minikurs Operationsverstärker I, Kapitel"Die virtuelle Eingangsspannung bei der nichtinvertierendenVerstärkung" mit dem Teilbild 5.3. Die Berechnungsformel zeigt wiedie Referenzspannung Ur berechnet werden muss, um eine EingangsspannungUe so zu kompensieren, dass Ua zu 0 VDC wird. Im vorliegenden Beispielwird eine Gleichspannung von 0.666 VDC auf 0 VDC kompensiert. Wirübertragen diese Schaltung auf die in Teilbild 6.2, welche die"Ux-Compensation" von Bild 5 ist. Ue wird zu Ux und Ua wird zuUvco. Ur bleibt sich gleich.

Der Opamp IC:C hat zwei Aufgaben: Er muss einerseits den zu kleinenBereich der DC-Steuerspannung auf den Bereich verstärken der sich fürden VCO-Eingang (Pin 9) für IC:D (VCO des CD4046B) eignet. Ux kann sichnur zwischen 2.6 V (keine Eingangswechselspannung in Bild 5) und etwa 5V ändern. Dies ist eine Spannungsänderung von nur dUx = 2.4 V. Damitlässt sich der nachfolgende VCO nicht aussteuern. R10 und R11 verstärkendiese Spannungsvariation auf 6.5 V, bezogen auf GND, was etwas mehr istals benötigt wird, wobei der Opampausgang diesen Wert gar nichterreichen kann. Der maximale Eingangsspannungsbereich des VCO liegtbeinahe zwischen GND und der Betriebsspannung (Teilbild 4.1). DieseVerstärkung wird folgendermassen berechnet:

dUvco = dUx * ((R10/R11)+1) = 2.4V * ((560k/330k)+1) = 6.5V

Es fällt auf, dass die Werte von P2 und R12 nicht in die Berechnung miteinbezogen sind. Man kann P2 und R12 praktisch vernachlässigen, wenn derParallelwiderstandswert von P2 und R12 klein ist gegenüber R11. Diestrifft mit etwa 5 k-Ohm hier auch zu. Es gilt im schlechtesten Fall derParallelwiderstandswert von P2 und R12, weil der Quellwiderstand derBetriebsspannung vernachlässigbar niedrig ist. Diode D1 hat einendynamischen Widerstand von weniger als 500 Ohm beim vorgegebenenQuerstrom Iq von etwa 0.3 mA.

Anderseits dient diese Opampschaltung als Pegelshifter. Der Wert vonUvco (keine Eingangsspannung an Ue in Bild 5) muss mit D1, P2 und R12auf GND "heruntergezogen" werden. P2 stellt man so ein, dass ohneEingangssignal der VCO gerade noch nicht, oder wenn man es bevorzugt,mit einer sehr niedrigen Frequenz schwingt. Entsprechend des Wertes derUe-Wechselspannung (Bild 5) erfolgt dann die Höhe der VCO-Frequenzf_OUT, welche ausgewertet werden kann. Die Ux-Compensationberechnet sich gemäss der Formel in Teilbild 6.1 zu:

Ur = Ux * ((R10+R11)/R10) = 2.6V * ((330k+560k)/560k) = 4.13V

R12 in Serie zu P2 reduziert den Einstellbereich von P2 auf einbrauchbares Mass, trotzdem empfiehlt sich einMehrgang-Trimmpotmeter, wegen der leichteren Einstellbarkeit, zuverwenden.

Es stellt sich jetzt noch die Frage wozu die Diode D1 überhauptgebraucht wird. Im Prinzip müssen weder LinCMOS-Opamps noch der PLL-ICCD4046B oder MC14046B mit seinem hier benötigten VCO stabilisiertgespiesen werden. Eine einfache Batterie als Spannungsquelle genügt.Nachteilig dabei ist allerdings, dass die VCO-Frequenz, besonders imniedrigen Betriebsspannungsbereich, etwas abhängig ist von dieserBetriebsspannung. Mit einer einigermassen konstanten Spannungsquelle mitweniger als 1 VDC zwischen der Betriebsspannung und dem einen Anschlussvon P2, lässt sich diese Abhängigkeit etwas reduzieren. Dafür sorgt D1.Dies geht aus Experimenten mit vielen CD4046B- bzw. MC14046B-Exemplarenhervor. Dies ist nicht durch Datenblattinformationen gedeckt. BeimEinsatz einer stabilisierten Betriebsspannung kann man auf D1verzichten. Eine solche Spannungsregelschaltung ist der Diode D1 danndringend vorzuziehen, wenn eine hochempfindliche Verstärkerschaltung mitdabei ist. Bei der Schaltung der EMG-Biofeedback-Anwendung ist dies derFall.

Um die Schaltung mit IC:C vollständig zu begreifen - begreifen wie siefunktioniert - muss man sich klar machen, dass der Opamp imeingeschwungenen Zustand eine Eingangsdifferenzspannung von praktisch 0V hat. Dies bringt die Bezeichnung Ux' zum Ausdruck. Ux'ist die so genannte virtuelle Ux-Spannung. Wenn dies klar ist, verstehtman leicht, wie gross die Spannungen über R11 und R10 in Teilbild 6.2sein müssen. Solches zu verstehen ergänzt das Wissen wie man rechnetganz besonders. Erst in diesem Zusammenhang versteht man dieelektronische Schaltungstechnik wirklich. Nur Mathematik alleine ist zureduktionistisch!

Die hier verwendeten Opamps sind so genannte LinCMOS-Typen vonTexas-Instruments. Sie eignen sich für Single-Supply-Anwendungen (z.B.+5 VDC). Dies bedeutet, die Spannung an ihren Eingängen darf den Wertvon GND haben, ohne dass die Opamps in ihrer Funktionalitäteingeschränkt werden. Die Ausgangsspannung geht ebenfalls bis auf GNDhinunter, wenn der Ausgang nicht mit einem signifikanten Strom immA-Bereich belastet ist. Die maximale Eingangsspannung, welcheverarbeitet werden kann, muss etwa 1 V unterhalb der Betriebsspannungliegen und die maximal mögliche Ausgangsspannung liegt ebenfalls etwa 1V unterhalb der Betriebsspannung, auch wenn die Strombelastung noch soniedrig ist. LinCMOS-Opamps sind daher keine Rail-to-Rail-Opamps, dafürsind sie deutlich sie preiswerter als solche.

LinCMOS-Opamps gibt es in der Single-, Dual- und Quadversion. Bei jederVersion gibt es Typen für den Low-, Medium- und High-Bias-Mode. Dererstgenannte Typ benötigt am wenigsten Betriebsstrom und ist dafür amlangsamsten, d.h. dieser Opamp hat die geringste Unity-Gain-Bandbreiteund den niedrigsten Slewrate. Genau umgekehrt verhält sich der zu letztgenannte Typ. Für Batterieanwendungen kann man mit diesen LinCMOS-Opampsden Strom-/Leistungsverbrauch und die Geschwindigkeit auf einanderabstimmen. Es gibt noch einen wichtigen Zusammenhang: Je niedriger derBiasstrom ist, um so höher ist die Rauschspannungsdichte.

Will man sich auf Single-Opamps beschränken, hat man die Möglichkeit denBias-Mode, bzw. Strom-/Leistungsverbrauch, in den selben drei Stufen miteinem Opamp zu wählen. Dafür benutzt man den Opamp TLC271 mit seinemAnschluss Bias-Select (Pin 8). Liegt dieser, wie bei IC:C in Bild 5, aufpositiver Betriebsspannung, ist der Low-Bias-Mode aktiv. Auf halberBetriebsspannung gilt der Medium-Bias- und auf GND-Pegel derHigh-Bias-Mode. Wenn der Opamp mit Dual-Supply (z.B. ± 2.5 VDC)betrieben wird, muss für Medium-Bias (mittlerenStrom-/Leistungsverbrauch und mittlere Geschwindigkeit) derBias-Select-Anschluss mit GND verbunden werden. Dieser Anschluss bietetdie Möglichkeit eine Schaltung, mit vielen TLC271, in einenleistungsreduzierten Standby-Zustand zu schalten.

Texas-Instruments bietetDatenblätter zu diesen LinCMOS-Opamps, die gut dokumentiert sind. DasDatenblatt zum LMC271 enthält alleine 31 Funktionsdiagramme für denHigh-Bias-Mode. Bild 5 enthält mit IC:A und IC:B zweiDual-LinCMOS-Opamps mit Medium-Bias Mode, - gekennzeichnet durch denBuchstaben 'M' in der Typennummer von TLC27M2. Die '2' am Schluss weistauf die Dualausführung hin. IC:C ist der LinCMOS-Opamp inSingle-Ausführung TLC271. Mit dem Anschluss Pin 8 (Bias-Select) nach +6VDC ist der Opamp in den Low-Bias-Mode geschaltet.

Der aufmerksame Leser wird sich fragen, warum für IC:A und IC:B die mittelschnellen Opamps nötig sind, während für IC:C der Low-Bias-Modeausreicht. Das ist schnell erklärt: IC:A2 verstärkt niederfrequente Signale und IC:B gleichrichtet diese Signale. Dazu reicht der Low-Bias-Mode nicht aus. Bei höheren Frequenzen würde die Amplitude sinken. Dies wäre die Auswirkung der zu niedrigen Unity-Gain-Bandbreite. Bei höheren Frequenzen und höheren Amplituden würde zusätzlich das Signal nichtlinear verzerren, was eine Folge einer zu niedrigen Slewrate ist. IC:C muss hingegen nurlangsam variable Spannungen verstärken, dessen Grenzfrequenz von derEinstellung des Integrators mit einer Zeitkonstante zwischen 50 ms und 1s gegeben ist. Falls diese Schaltung mit einer Batterie betrieben wird,verschenkt man sich wertvollen Power, würde IC:C im Medium- oderHigh-Bias-Mode arbeiten.